Lựa chọn chuyển tiếp trong các hệ thống chuyển tiếp vô tuyến Mimo-SDM-AF - Trần Văn Cảnh

Nghiên cứu khoa học công nghệ Tạp chí Nghiên cứu KH&CN quân sự, Số 36, 04 - 2015 71 LỰA CHỌN CHUYỂN TIẾP TRONG CÁC HỆ THỐNG CHUYỂN TIẾP VÔ TUYẾN MIMO-SDM-AF TRẦN VĂN CẢNH*, TRẦN XUÂN NAM*, NGUYỄN LÊ VÂN*, CHU VĂN HẢI**, NGUYỄN HỮU MINH*** Tóm tắt: Các hệ thống chuyển tiếp vô tuyến truyền dẫn đa đầu vào, đa đầu ra (MIMO: Multiple-Input Multiple-Output) sử dụng các bộ tách tín hiệu tuyến tính cưỡng bức không (ZF: Zero Forcing) và sai số bình phương trung bình nhỏ nhất (MMSE: Minimum Mean Square Error) có độ phức tạp tính toán và xử lý thấp. Tuy nhiên, trên thực tế phẩm chất tỉ lệ lỗi bít (BER: Bit Error Rate) của các bộ tách này mang lại không được cao như mong muốn. Trong công trình này, nhằm nâng cao phẩm chất BER cho các hệ thống chuyển tiếp vô tuyến MIMO ghép kênh phân chia không gian (SDM: Spatial Division Multiplexing) khuếch đại chuyển tiếp (AF: Amplify-and-Forward) sử dụng các bộ tách tín hiệu tuyến tính ZF và MMSE chúng tôi đề xuất giải pháp lựa chọn chuyển tiếp (RS: Relay Selection) phân tán theo tiêu chuẩn sai số bình phương trung bình (MSE: Mean Square Error) cho hệ thống này. Các kết quả tính toán, mô phỏng độ phức tạp và BER theo phương pháp Monte-Carlo cho thấy, giải pháp RS mà chúng tôi đề xuất cho phép cải thiện đáng kể phẩm chất BER, trong khi độ phức tạp tính toán tăng không đáng kể. Tăng số nút tham gia RS phẩm chất BER cũng được cải thiện. Từ khóa: Chuyển tiếp vô tuyến, MIMO-SDM, AF, ZF, MMSE, Lựa chọn chuyển tiếp, MSE. 1. MỞ ĐẦU Các hệ thống chuyển tiếp vô tuyến truyền dẫn đa đầu vào, đa đầu ra (MIMO: Multiple- Input Multiple-Output) [1] nhờ sử dụng kỹ thuật phân tập không gian, do vậy có thể cho phép tăng dung lượng hệ thống [2], cải thiện phẩm chất tín hiệu và độ tin cậy các đường liên kết [3], nâng cao hiệu quả sử dụng phổ cũng như giảm thiểu công suất tiêu thụ và là một trong những giải pháp then chốt khắc phục các ảnh hưởng của pha-đinh vô tuyến. Trên thực tế, phẩm chất của các hệ thống chuyển tiếp vô tuyến MIMO phụ thuộc vào nhiều yếu tố, có thể nói một trong những yếu tố quan trọng ảnh hưởng đáng kể đến cả chất lượng tín hiệu nhận được cũng như độ phức tạp trong tính toán, xử lý là kỹ thuật tách tín hiệu tại máy thu [4]. Trong các hệ thống vô tuyến MIMO ghép kênh phân chia không gian (SDM: Spatial Division Multiplexing), hai bộ tách tín hiệu tuyến tính cưỡng bức không (ZF: Zero Forcing) và sai số bình phương trung bình nhỏ nhất (MMSE: Minimum Mean Square Error) được sử dụng khá rộng rãi và phổ biến do các bộ tách này có độ phức tạp tính toán, xử lý thấp đồng thời chúng dễ dàng thực hiện nhờ các thuật toán thích nghi [1]. Tuy nhiên, phẩm chất tách tín hiệu thông qua tỉ lệ lỗi bít (BER: Bit Error Rate) của các bộ tách này còn thấp khi các máy thu, phát sử dụng số lượng ăng-ten lớn [4], [5], đặc biệt trong trường hợp hệ thống không có sự hiện diện của đường liên kết trực tiếp nguồn-đích. Nhằm nâng cao phẩm chất BER cho các hệ thống này, đến nay các nhà khoa học đã đề xuất hàng loạt các các giải pháp khác nhau, chẳng hạn như: tối ưu phân bổ công suất; tối ưu hóa lựa chọn ăng-ten [6]; tối ưu các ma trận xử lý tại các nút nguồn, chuyển tiếp, đích [7]; và đặc biệt là tối ưu lựa chọn chuyển tiếp (RS: Relay Selection) [8], [9]. Đối với giải pháp RS, mặc dù đã mang lại những kết quả khả quan, tuy nhiên theo sự hiểu biết của chúng tôi các công trình này hầu hết tập trung cho các mạng “truyền thông hợp tác” [9] Kỹ thuật điện tử & Khoa học máy tính T. V. Cảnh, T. X. Nam, N. L. Vân, C. V. Hải, N. H. Minh, “Lựa chọn MIMO-SDM-AF.” 72 mà ít có giải pháp đề xuất cho các hệ thống “chuyển tiếp vô tuyến”, chính vì vậy bài toán RS chưa thực sự được khảo sát và giải quyết triệt để. Từ ý nghĩa khoa học và thực tiễn đặt ra, trong công trình này chúng tôi đề xuất giải pháp RS cho các hệ thống chuyển tiếp vô tuyến MIMO-SDM khi máy thu sử dụng các bộ tách tín hiệu tuyến tính ZF và MMSE. Các kết quả mô phỏng BER theo phương pháp Monte-Carlo minh chứng cho thấy, giải pháp RS mà chúng tôi đề xuất cho phép cải thiện phẩm chất BER của hệ thống rõ rệt trong khi vẫn giữ nguyên bậc của độ phức tạp trong tính toán, xử lý. Phần còn lại của bài báo được tổ chức như sau. Mục II trình bày mô hình hệ thống khảo sát. Đề xuất giải pháp RS phân tán theo tiêu chuẩn lựa chọn sai số bình phương trung bình (MSE: Mean Square Error) được trình bày ở mục III. Tính toán, mô phỏng Monte-Carlo và phân tích các kết quả BER cũng như độ phức tạp được làm rõ trong mục IV. Mục V là tóm tắt, kết luận và đề xuất hướng nghiên cứu tiếp theo. Trong bài báo này, chúng tôi thống nhất sử dụng một số ký hiệu như sau: chữ thường, in nghiêng biểu diễn biến số; chữ thường và chữ hoa, in nghiêng, đậm lần lượt biểu diễn véc-tơ và ma trận; các kí hiệu viết bên phải phía trên   T  ,   H  lần lượt biểu thị chuyển vị và chuyển vị liên hợp (Hermitian) của ma trận;  , 2 F  lần lượt biểu diễn toán tử kỳ vọng và chuẩn Frobenious của ma trận;  ,  2μσ lần lượt biểu thị phép toán lấy định nghĩa, phân bố Gauss phức có kỳ vọng μ và phương sai 2σ ; u v , KI và  diag ; 1,2,...,na n K A lần lượt biểu diễn ma trận với các giá trị phức kích thước u v , ma trận đơn vị bậc K và ma trận đường chéo kích thước  K K với các phần tử trên đường chéo chính là na . 2. MÔ HÌNH HỆ THỐNG Mô hình chúng tôi đề xuất khảo sát trong công trình này cơ bản như mô hình trong [9]. Tuy nhiên, trong công trình này chúng tôi đề xuất mô hình cho hệ thống “chuyển tiếp vô tuyến” ở đó không có sự hiện diện của đường liên kết trực tiếp nguồn-đích, với sự giả định khoảng cách giữa nguồn và đích là xa và tín hiệu nhận được tại đích của đường trực tiếp từ nguồn-đích là rất nhỏ coi như không đáng kể. 1sH sKH    1 s N s s  1 r N 1 r N  K G 2 G  1 r N 1 r N  K    2 1 d N W 1 G  1 r N 1 r N  1 2sH 1dH KdH 2dH    Hình 1. Mô hình một hệ thống chuyển tiếp vô tuyến MIMO-SDM một chiều, hai chặng. Nghiên cứu khoa học công nghệ Tạp chí Nghiên cứu KH&CN quân sự, Số 36, 04 - 2015 73 Cụ thể, trên Hình 1, một hệ thống chuyển tiếp vô tuyến MIMO-SDM một chiều hai chặng, tuyến tính, một nút nguồn, một nút đích và K nút trung gian. Các nút nguồn, đích và mỗi nút trung gian lần lượt được trang bị s d rN N N N   ăng-ten. Phương thức làm việc bán song công, kỹ thuật xử lý tín hiệu tại các nút trung gian là khuếch đại chuyển tiếp (AF: Amplify-and-Forward). Chúng tôi định nghĩa, véc-tơ tín hiệu phát từ nguồn là   T 1 2, ,..., Ns s ss , trong đó is ,  1,2,...,i N là symbol được phát đi từ ăng-ten thứ i của nút nguồn. Theo mô hình này, ma trận kênh truyền giữa nút nguồn với nút trung gian thứ k và giữa nút trung gian thứ k với nút đích lần lượt là sk N NH  và kd N NH  . Chúng tôi cũng định nghĩa 1Nk n  là véc-tơ tạp âm tại nút trung gian thứ k trong khe thời gian thứ nhất, 1Nd n  là véc-tơ tạp âm tại nút đích trong khe thời gian thứ hai. Giả thiết các véc-tơ tạp âm này là các biến ngẫu nhiên Gauss phức phân bố độc lập và đồng nhất (iid: independent and identically distributed), có giá trị trung bình bằng 0 với phương sai đơn vị, nghĩa là:  , ~ 0,1k in  và  , ~ 0,1d in  . Ma trận hiệp phương sai của véc-tơ tín hiệu phát là  H 2 sEss s N NNσ  R ss I I , với sE là năng lượng symbol, 1 N là hệ số chuẩn hóa công suất phát và NI là ma trận đơn vị kích thước N . Theo phương thức bán song công, dữ liệu truyền từ nguồn đến đích sẽ diễn ra trong hai khe thời gian, cụ thể như sau: Trong khe thời gian thứ nhất, véc-tơ tín hiệu phát s từ nút nguồn phát quảng bá đến tất cả K nút trung gian. Véc tơ tín hiệu nhận được tại nút trung gian thứ k được cho bởi .skk k x H s n (1) Giả định rằng sau khe thời gian thứ nhất, K nút trung gian hợp tác với nhau thành công để chọn ra một nút trung gian tốt nhất đóng vai trò chuyển tiếp [8], [9]. Trong bài báo này, chúng tôi giả định nút trung gian tốt nhất được chọn là nút trung gian thứ k . Trong khe thời gian thứ hai, nút nguồn dừng phát trong khi nút chuyển tiếp thứ k thực hiện khuếch đại véc-tơ tín hiệu nhận được kx bởi ma trận khuếch đại  1 2diag , ,...,k k kk Ng g gG trước khi truyền đến đích, với kig ,  1,2,...,i N là hệ số khuếch đại tương ứng cho nhánh trên ăng-ten thứ i của nút chuyển tiếp thứ k , kig được tính như trong [9]  2F . 1s k s i E sk iN E g N  h (2) Véc tơ tín hiệu nhận được tại nút đích của đường qua nút chuyển tiếp thứ k sau khe thời gian thứ hai là .kd kd sk kdk k d k k k d    y H G x n H G H s H G n n (3) Sử dụng các định nghĩa kd skkH H G H và kd k k dn H G n n cùng với việc bỏ qua thành phần tạp âm n trong bộ tách ZF, phương trình hệ thống (3) có thể được viết ở dạng rút gọn như sau cho ZF cho MMSE.     Hs y Hs n (4) Theo nguyên lý tách tín hiệu tuyến tính, véc-tơ tín hiệu ước lượng được tại nút đích của đường qua nút chuyển tiếp thứ k là Kỹ thuật điện tử & Khoa học máy tính T. V. Cảnh, T. X. Nam, N. L. Vân, C. V. Hải, N. H. Minh, “Lựa chọn MIMO-SDM-AF.” 74 ,s Wy (5) trong đó W là ma trận trọng số kết hợp tại nút đích cho đường qua nút chuyển tiếp thứ k     12 2 12 2 cho ZF cho MMSE. H H s s H H s s nn σ σ σ σ         H HH W H HH R (6) Ở đây, nnR là ma trận hiệp phương sai của véc-tơ tạp âm n tại nút đích cho đường qua nút chuyển tiếp thứ k  2 2 2 . Hkd kd nn k k d Nσ σ R H G H I (7) 3. ĐỀ XUẤT LỰA CHỌN NÚT CHUYỂN TIẾP CHO HỆ THỐNG CHUYỂN TIẾP VÔ TUYẾN MIMO-SDM-AF Trong công trình này, nhằm phát huy hơn nữa những thành công của giải pháp RS phân tán theo tiêu chuẩn MSE cho các mạng truyền thông hợp tác MIMO-SDM-AF mà nhóm chúng tôi đã thực hiện [9], chúng tôi tiếp tục đề xuất giải pháp RS phân tán theo tiêu chuẩn MSE nhưng cho các hệ thống chuyển tiếp vô tuyến MIMO-SDM-AF. Chi tiết cụ thể của thuật toán RS phân tán theo tiêu chuẩn MSE độc giả có thể xem trong [9]. Tương tự tính toán trong [9], ma trận MSE của bộ tách ZF/MMSE tính được là  2 .s Nσ E I HW (8) Giá trị MSE gắn với dòng dữ liệu phát thứ is là phần tử thứ i trên đường chéo chính của E , cụ thể MSEi được cho bởi  2MSE .i s N iiσ I HW (9) Mỗi nút trung gian sẽ chọn giá trị maxMSE trong số N giá trị MSE trên đường chéo chính của kE    max max .k k s N k kii iii ie   E E I W H (10) Nút trung gian tốt nhất được chọn làm nút chuyển tiếp là nút tương ứng có giá trị minMSE trong số K giá trị maxMSE . 4. KẾT QUẢ PHÂN TÍCH VÀ MÔ PHỎNG 4.1. Phẩm chất BER của giải pháp đề xuất 1) Mô hình mô phỏng Để chứng minh tính hiệu quả của giải pháp đề xuất, chúng tôi thực hiện mô phỏng BER theo phương pháp Monte-Carlo cho hệ thống đề xuất ở Mục 2, phương thức điều chế 4 QAM , 4N  ăng-ten, cùng với sự giả định máy thu biết đầy đủ CSI của tất cả các ma trận kênh truyền và đồng bộ giữa các máy thu-phát đạt được. Tạp âm tại các nút trung gian, tại nút đích trong khe thời gian thứ nhất và thứ hai đều có dạng  ~ 0,1 và iid. Kênh truyền giữa các nút mạng là kênh MIMO không tương quan, pha-đinh Rayleigh phẳng, giả tĩnh (quasi-static) và có dạng  ~ 0,1 . Mô phỏng BER trong trường hợp không có RS và có RS theo tiêu chuẩn lựa chọn MSE cho cả máy thu sử dụng bộ tách ZF cũng như bộ tách MMSE. 2) Phân tích kết quả mô phỏng BER Từ các kết quả trên Hình 2 và Hình 3, chúng tôi rút ra một số nhận xét sau: Nghiên cứu khoa học công nghệ Tạp chí Nghiên cứu KH&CN quân sự, Số 36, 04 - 2015 75 Từ hình 2, các kết quả mô phỏng BER đã phản ánh đúng bản chất của các bộ tách tuyến tính [1], [5] ZF và MMSE, nghĩa là phẩm chất BER của các bộ tách MMSE tốt hơn so với các bộ tách ZF cả khi không RS cũng như RS với 2 nút chọn 1. Hình 2. So sánh phẩm chất BER khi máy thu sử dụng các bộ tách tín hiệu ZF và MMSE trong hệ thống MIMO-SDM-AF, 4 QAM , 4N  . Hình 3. Phẩm chất BER khi máy thu sử dụng bộ tách ZF và MMSE với sự thay đổi số nút trung gian tham gia RS theo tiêu chuẩn lựa chọn MSE trong hệ thống MIMO-SDM-AF, 4 QAM , 4N  . Cải thiện hơn so với không RS khoảng 3,5 dB với bộ tách ZF tại 2BER 7 10  và với bộ tách MMSE tại 2BER 3 10  . Điều này thể hiện rõ tính ưu việt của giải pháp đề xuất. Lý giải cho việc này là do bản chất của thuật toán RS phân tán được thực hiện thông qua tham số độ lợi kênh truyền, do vậy tín hiệu kết hợp được tại máy thu nút đích qua các đường với các nút trung gian khác nhau sẽ là một hàm của các độ lợi kênh truyền khác nhau, lựa chọn được đường qua nút trung gian mà có độ lợi kênh truyền tốt nhất sẽ cho phép mang lại phẩm chất BER tốt nhất. Khảo sát trong trường hợp thay đổi số nút trung gian tham gia RS, cụ thể K thay đổi trong tập  1,2,...,10 , các kết quả trên Hình 3 cho thấy, khi tăng số nút trung gian tham gia Kỹ thuật điện tử & Khoa học máy tính T. V. Cảnh, T. X. Nam, N. L. Vân, C. V. Hải, N. H. Minh, “Lựa chọn MIMO-SDM-AF.” 76 RS phẩm chất BER của hệ thống được cải thiện. Tuy nhiên, khi số nút trung gian tăng lớn  10K  xu thế cải thiện phẩm chất BER giảm dần. Điều này này có thể được giải thích dựa vào bản chất của RS phân tán, nghĩa là RS chịu sự chi phối chủ yếu bởi tham số độ lợi kênh truyền, mặc dù theo lý thuyết đa số khi số các nút trung gian tham gia vào chuyển tiếp tín hiệu từ nguồn đến đích tăng đồng nghĩa với số đường tín hiệu từ nguồn qua các nút trung gian đến máy thu nút đích cũng tăng, điều này tương đương với việc máy thu nút đích sẽ chọn được đường có độ lợi kênh truyền tốt hơn (chất lượng BER tốt hơn). Tuy vậy, trên thực tế khi số nút trung gian tham gia chuyển tiếp tín hiệu từ nguồn đến đích đủ lớn thì đặc tính độ lợi kênh truyền có thể nói là gần như đã hội tụ cả ngưỡng trên và ngưỡng dưới, đồng nghĩa với việc tập hợp tất cả các kênh truyền qua nút trung gian đến đích đã hàm chứa kênh truyền có độ lợi lớn nhất trong đó, phẩm chất BER dần bão hòa. 4.2. Độ phức tạp của các bộ tách 1. Tính toán độ phức tạp Tính toán, đánh giá chính xác độ phức tạp có ý nghĩa rất quan trọng, điều này cho phép xác định được chi phí giá thành, thiết kế phần cứng, đặc biệt là xác định được chất lượng dịch vụ (QoS: Quality of Service) cũng như tính chất thời gian thực của hệ thống. Thỏa hiệp (trade-off) giữa độ phức tạp tính toán với phẩm chất của các bộ tách được phân tích khá kỹ trong [4]. Mặc dù chưa có một sự thống nhất thực sự trong cộng đồng truyền thông về biểu diễn chính xác khái niệm độ phức tạp, tuy nhiên, trên thực tế độ phức tạp trong tính toán xử lý tín hiệu truyền thông thường được tính thông qua các phép toán dấu phẩy động (floating point operations) như cộng (additions) và nhân (multiplications) hoặc thời gian chạy thuật toán [5]. Trong công trình này chúng tôi cũng thực hiện tính toán độ phức tạp của các bộ tách theo các phép tính dấu phẩy động với đơn vị tính là flop . Trước hết, một số quy tắc mà chúng tôi thống nhất sử dụng được trình bày trong Bảng 1. Bảng 1. Độ phức tạp tính toán của một số phép tính số học. Phép tính Các đầu vào Đầu ra Số phép tính  flops Phức nhân phức Hai phức Phức 6 Phức nhân thực Phức và thực Phức 2 Căn bậc hai Thực Thực 1 Cộng phức Phức Phức 2 Chia thực Hai thực Thực 1 Chia phức Hai phức Phức 12 Chia phức Phức và thực Thực 2 Để phân tích, so sánh và đánh giá độ phức tạp của giải pháp đề xuất chúng tôi tiến hành thực hiện một số nội dung sau: (i) Xây dựng công thức tổng quát tính độ phức tạp của các bộ tách cho hệ thống điều chế QAMM  với số ăng ten là N và số nút trung gian tham gia RS là K ; (ii) Tính toán định lượng và mô phỏng Monte-Carlo độ phức tạp cho hệ thống 4 QAM khi N và K thay đổi. Từ các kết quả tính toán và mô phỏng trong Bảng 2 cũng như ở Hình 4 và Hình 5, chúng tôi rút ra một số nhận xét sau: Độ phức tạp tính toán của cả giải pháp đề xuất RS cũng như không RS đều có cùng tỉ lệ với hàm bậc ba của số ăng-ten  3~ N    . Điều này minh chứng cho thấy giải pháp RS Nghiên cứu khoa học công nghệ Tạp chí Nghiên cứu KH&CN quân sự, Số 36, 04 - 2015 77 mang lại phẩm chất BER cải thiện nhưng không làm tăng bậc độ phức tạp tính toán. Kết quả tính toán cho thấy, khi có RS theo tiêu chuẩn MSE với số ăng-ten N và số nút trung gian K độ phức tạp của bộ tách ZF và bộ tách MMSE lần lượt tăng một lượng là  3 280 12 2K N N N K    và  3 2108 12 2K N N N K    . Bảng 2. Đặc tính của hai bộ tách ZF và MMSE: điều chế QAMM  ; số ăng-ten N ; và số nút trung gian tham gia RS là K . Bộ tách Độ phức tạp tính toán xử lý ZF        3 2 280 58 12 4 4 2 2logN K N K N K K K M        MMSE        3 2 2108 76 12 20 4 2 2logN K N K N K K K M        K Số phép tính  flops với 4M  , 4N  Tỉ lệ so sánh ZF 1 8697 1 1MMSE ZF 1,3679 K K C C    MMSE 11897 ZF 2 13634 2 1ZF ZF 1,5677 K K C C    MMSE 18626 2 1MMSE MMSE 1,5656 K K C C    ZF 4 23514 4 1ZF ZF 2,7037 K K C C    MMSE 32090 4 1MMSE MMSE 2,6973 K K C C    ZF 6 33402 6 1ZF ZF 3,8406 K K C C    MMSE 45562 6 1MMSE MMSE 3,8297 K K C C    ZF 8 43298 8 1ZF ZF 4,9785 K K C C    MMSE 59042 8 1MMSE MMSE 4,9628 K K C C    ZF 10 53202 10 1ZF ZF 6,9785 K K C C    MMSE 72530 10 1MMSE MMSE 6,0965 K K C C    Hình 4. Độ phức tạp tách tín hiệu theo số ăng-ten N trong các trường hợp số nút trung gian 2,4,6K  khi máy thu sử dụng các bộ tách ZF và MMSE, hệ thống chuyển tiếp vô tuyến MIMO-SDM-AF, 4 QAM . Kỹ thuật điện tử & Khoa học máy tính T. V. Cảnh, T. X. Nam, N. L. Vân, C. V. Hải, N. H. Minh, “Lựa chọn MIMO-SDM-AF.” 78 Khi số nút tham gia RS cũng như số ăng-ten tăng độ phức tạp của các bộ tách cũng tăng, điều này cho thấy sự trade-off này là hoàn toàn là hợp lý. Điều này được chúng tôi giải thích như sau, xuất phát từ mô hình đề xuất của chúng tôi là hệ thống MIMO-SDM, theo nguyên lý MIMO-SDM, tại mỗi khe thời gian sẽ có N symbol phát được truyền đồng thời trên N ăng-ten phát do vậy khi số ăng-ten N tăng đồng nghĩa với số symbol phát được truyền đi trong một khe thời gian tăng, tức là thu được lợi thế về tốc độ truyền, tuy nhiên một hệ quả tất yếu là quá trình xử lý tách tín hiệu tại máy thu cũng sẽ phức tạp hơn. Bên cạnh đó, khi số nút trung gian K tham gia lựa chọn nút tăng đồng nghĩa sẽ chọn được kênh truyền có độ lợi tốt nhất (phẩm chất BER được cải thiện), tuy nhiên sự trả giá là độ phức tạp tính toán cũng tăng do thuật toán RS theo tiêu chuẩn MSE cần thực hiện với tất cả các phép tính cho mỗi nút. Hình 5. Độ phức tạp tách tín hiệu theo số nút trung gian K trong các trường hợp số ăng- ten 2,3,4N  (trái) và 4N  (phải), máy thu sử dụng các bộ tách ZF và MMSE trong hệ thống chuyển tiếp vô tuyến MIMO-SDM-AF, 4 QAM . 5. KẾT LUẬN Bài báo này, chúng tôi đã đề xuất giải pháp RS cho hệ thống chuyển tiếp vô tuyến MIMO-SDM-AF một chiều, hai chặng, tuyến tính, máy thu sử dụng bộ tách ZF và MMSE, làm việc trên kênh pha-đinh Rayleigh phẳng, giả tĩnh. Giải pháp đề xuất chứng minh rằng, RS cho phép cải thiện phẩm chất BER đáng kể trong khi độ phức tạp tính toán tăng ở mức chấp nhận được. Đồng thời chúng tôi cũng chỉ rõ, tăng số nút tham gia RS phẩm chất BER cũng được cải thiện tuy nhiên độ phức tạp tính toán cũng tăng tuyến tính theo. Giải pháp đề xuất của chúng tôi không những góp phần giải quyết triệt để hơn bài toán RS trong các hệ thống chuyển tiếp vô tuyến MIMO-SDM, mà còn mở ra các hướng nghiên cứu trong tương lai, chẳng hạn như RS trong các hệ thống MIMO sử dụng các bộ tách tín hiệu kết hợp làm việc cả trên kênh pha-đinh phẳng cũng như chọn lọc tần số. TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] H. K. Bizaki, “MIMO systems, theory and applications”, Publisher: InTech, Apr. 2011. [2] P. W. Wolniansky, G. J. Foschini, G. D. Golden, and R. A. Valenzuela, “VBLAST, an architecture for realizing very high data rates over the richscattering wireless channel,” URSI Int. Symp. on Signals, Syst., and Electron. (ISSSE'98), Pisa, Italy, pp. Nghiên cứu khoa học công nghệ Tạp chí Nghiên cứu KH&CN quân sự, Số 36, 04 - 2015 79 295-300, Sept. 1998. [3] S. M. Alamouti, “A simple transmit diversity technique for wireless communications,” IEEE J. Sel. Areas Commun., vol. 16, no. 8, pp. 1451-1458, Oct. 1998. [4] C. Windpassinger, L. Lampe, R. F. H. Fischer, and T. Hehn, “A performance study of MIMO detectors,” Wireless Commun., IEEE Trans., vol. 5, no. 8, pp. 2004-2008, Aug. 2006. [5] A. M. Elshokry, “Complexity and performance evaluation of detection schemes for spatial multiplexing MIMO systems”, Master of science in Elect. Eng., Islamic Univ., Gaza, Palestine, Jan. 2010. [6] T. T. Bui, X. N. Tran, and T. Fujino, “MSE based antenna selection for MIMO-SDM systems,” Proc. 2008 Int. Conf. on Advanced Technol. for Commun., pp.108-112, Oct. 2009. [7] W. Guan and H. Luo, “Joint MMSE transceiver design in non-regenerative MIMO relay systems,” IEEE Commun., Lett., vol. 12, no. 7, July 2008. [8] A. Bletsas, A. Khisti, D. P. Reed, A. Lippman, and et al., “A simple cooperative diversity method based on network path selection,” IEEE J. on Selected Areas in Commun., vol. 24, pp. 659-672, 2006. [9] X. N. Tran, V. H. Nguyen, T. T. Bui, and T. C. Dinh, “Distributed relay selection for MIMO-SDM cooperative networks,” IEICE Trans. on Commun., vol. E95-B(4), pp. 1170-1179, Apr. 2012. [10] G. H. Golub and C. F. Van Loan, “Matrix computations”, Johns Hopkins studies in the mathematical sciences, Hardcover, Dec. 27, 2012. ABSTRACT RELAY SELECTION FOR MIMO-SDM-AF WIRELESS RELAY SYSTEMS Multiple-input multiple-output (MIMO) wireless relay systems utilize linear signal detectors such as zero forcing (ZF) and minimum mean-square error (MMSE) although they have low complexity, however their bit error rate (BER) performance achieves the undesired effect. In this work, aiming to improve on BER performance of MIMO spatial division multiplexing amplify-and-forward (MIMO-SDM-AF) wireless relay systems, we propose distributed relay selection (RS) as mean-square error (MSE) criterion for the these systems. Calculated and simulated results of complexity and BER using Monte-Carlo method demonstrate that, the proposed solution achieve significant improvement in BER performance while requiring only small additional complexity compared to its counterpart systems without RS. The simulation results also show that increasing the number of neighboring nodes helps to improve the BER performance. Keywords: Wireless relay, MIMO-SDM, AF, ZF, MMSE, Relay selection, MSE. NhËn bµi ngµy 03 th¸ng 12 n¨m 2014 Hoµn thiÖn ngµy 10 th¸ng 4 n¨m 2015 ChÊp nhËn ®¨ng ngµy 15 th¸ng 4 n¨m 2015 Địa chỉ: * Học viện Kỹ thuật Quân sự; ** Học viện Quốc Phòng; *** Đại học Thông tin Liên lạc.